Razumevanje Flyback pretvarača na lakši način

Napisao sam na ovom forumu više od 1000 postova o SMPS, ali vidim da ću morati da repriziram dosta toga...

Kada se nešto pravi, a nije cilj samo da ima upotrebnu vrednost, važno je i razumeti kako to radi.

Pokušaću da opišem rad pretvarača sa flyback principom, na jednostavan način, jednostavnim jezikom, a sa ciljem da ljudima koji nisu duboko u materiji pomognem da steknu misaono vizuelnu predstavu o tome.

-------------------------------------

Samo ime, strana kovanica "flyback", ukazuje na to da se radi o spravi koja koristi povratnu energiju koja je prethodno nagomilana negde (u magnetnom polju vazdušnog procepa).
Naše službeno ime za flyback je "zaporni pretvarač".

Oba imena sadrže deo opisa njegovog rada, jer tačno je da se koristi povratna energija, kao i što je tačno da se energija koristi u zapornoj fazi (neprovodnom stanju) prekidačkog tranzistora.

Skoro svaki tip SMPS pretvarača mora imati u nekom svom delu sekciju koja radi na flyback osnovi. Kod nekih je skriven u unutrašnjosti nekih komponenti (poput Llk kod rezonantnih pretvarača), kod nekih jasno vidljiv poput storage zavojnice kod forward pretvarača, gde storage zavojnica i ispravljačke diode formiraju kompletan buck pretvarač (koji takođe počiva na flyback principu).

Ono što se uobičajeno naziva "flyback" pretvaračem, najčešće je flyback pretvarač sa transformatorom za galvansko razdvajanje.
Da se razumemo, pre nastanka SMPS nisu postojala imena za njihove vrste, i nekakav se red imena morao usvojiti da bi se vrste razlikovale.

Nabrojaću osnovne topologije koje počivaju na flyback principu (većim delom ili potpuno):
-Buck, gde jedan deo energije biva isporučen punjenjem zavojnice, a jedan povratnom energijom pražnjenja iste zavojnice.
-Boost, gde takođe ima transfera energije u oba dela ciklusa.
-Inverting Buck-boost, koji radi na "najčistijem" flyback principu, jer se energija prenosi samo korišćenjem povratne energije zavojnice.
-Flyback, tj. baš kao ovaj u temi, koji je u stvari inverting buck-boost sa odvojenim namotajem na istom jezgru, na kome je i kalem kojim punimo dotično jezgro.
Da budem još precizniji, upravo vazdušni procep na jezgru se puni glavninom magnetne energije, koja se kasnije oduzima bilo kojim od namotaja.

Iz prethodne misli sledi jasan zaključak: bilo koji namotaj može napuniti jezgro (procep, ali radi lakšeg shvatanja ću u daljem tekstu koristiti "jezgro"), kao i da ga bilo koji od namotaja može i isprazniti, odnosno oduzeti mu akumuliranu energiju.
Šta to znači?
Bilo koji od njih može biti primar ili sekundar, takođe i imati obe uloge.

Odmah ću predložiti da pronađete Fairchild app. notu AN-4105, koja je jedan od najboljih opisa svega što je od vitalne važnosti za rad flyback pretvarača. To što se odnosi na određen tip flyback kontrolera (FPS) nije uopšte od važnosti.
Svi principi važe za bilo koji standardni flyback kontroler, i sve dodatne i pomoćne funkcije se mogu (ili ponekad moraju) implementirati na kontrolno kolo, makar ono bilo izvedeno sa diskretnim tranzistorima ili pak sa NE555 na primer. (svakako da u potpunosti važe i za UC384x seriju).
Ta aplikaciona nota bi valjalo da vam bude pred očima dok čitate ovaj tekst.

Za početak ću priložiti sličicu kako flyback "nastaje" od buck-boost pretvarača. To će biti pdf1. u prilogu.

Potom ću priložiti sličicu energetskog dela flyback-a, gde će primarni namotaj istovremeno biti i sekundarni namotaj.
Dakle, na jezgru sa procepom će biti samo jedan namotaj. Taj pdf će nositi naziv pdf2.
-------------------------------------------------------------------------------------
Na slici pdf2. odmah zapažamo dva strujna kola (ili kruga):

- V1, L1, W1 (V1 je naš izvor napajanja pretvarača, L1 kao primar , W1 je prekidački element našeg flyback, ma kog tipa bio: BJT, Mosfet, elektronska cevi ili bilo šta drugo što može upravljivo prekidati tok struje.)

-L1, D1, C1, V2 i R1 (L1 kao sekundar, D1 kao ispravljač-prekidač, C1 kao akumulacioni element, V2 kao naponski izvor skriven u C1, i R1 kao potrošač.)

Strelica sa gornje strane pokazuje na zajednički element kog dele oba strujna kola, a to je L1.

Posmatraćemo stacionarno stanje pretvarača, tj. kao da već radi, jer prelazne pojave pri uključenju i isključenu pretvarača će biti za neku drugu priču.

Pre svega ćemo usvojiti par pravila i par zaključaka iz njih:

Pravilo broj 1:
Svaka zavojnica (kalem) kroz koji već teče struja će po svaku cenu pokušati da očuva sopstveni tok struje u istom smeru u slučaju da neko pokuša da je prekine, makar morala razviti toliki napon da bi se preskokom varnice ispraznila energija nagomilana u njoj.

Pravilo broj 2:
Napon koji će se razviti na krajevima kalema će zavisiti od brzine smanjenja struje kroz njega i od impendanse (otpornosti) koja je eventualno vezana paralelno njemu.

Dakle opšti zaključak je:
Ako kalemu veoma brzo pokušamo da prekinemo već postojeći tok struje i pri tom je impendansa paralelno priključena njemu beskonačna (nije prikačeno ništa), napon koji će se razviti na krajevima kalema će dostići enormne vrednosti (teži beskonačno velikom naponu).
Još nije izmišljen poluprovodnički element koji može neoštećen "preživeti" ekstremno brzo isključenje struje kroz kalem, pri čemu je kalem "slobodan" (neopterećen, neuklampovan).
Iz toga zaključujemo da je kalem neophodno opteretiti (ili uklampovati) ili na neki drugi način obezbediti nastavak toka struje kroz njega nekom alternativnom putanjom, da bi nam prekidač "preživeo" trenutak isključenja.

Nastavak sledi u narednoj "epizodi"...

nastavak...

U prethodnom tekstu rekoh da nema elementa koji može "preživeti" prekidanje struje kroz kroz zavojnicu već napunjenu energijom...

Ovo je uslovno tačno, ako zavojnica ima dovoljno energije.
Naime, potrebno je da zavojnica sadrži veću količinu energije od one koja je potrebna za razaranje poluprovodničkog spoja.
Energija koja je akumulirana u nekoj induktivnosti je (L x I*2)/2 i izražena je u Džulima (Joule) ili Wat x sekunda, što je potpuni ekvivalent.

Poluprovodnički elementi koje koristimo kao prekidače u SMPS u svojim podacima najčešće imaju podatak o "Repetitive avalanche energy rated" i to je granična energija koju zavojnica priključena na njega sme u neprigušenom stanju imati.

Kod BJT (bipolarni tranzistor) će ta količina energije vršiti zenerov proboj deonice kolektor-baza i ako je prevelika dovešće do termičkog oštećenja samog PN spoja, praktično njegovog delimičnog ili potpunog termičko-hemijskog razaranja.

Kod Mosfet-a će ta energija vršiti zenerov proboj body diode, i ako je prevelika, takođe dovesti do razaranja strukture.

Uz put, prava je sreća što najveći broj snažnih Mosfet-a ima integrisanu body diodu, inače bi veliki broj pretvarača bio neuspešan. Kada body dioda ne bi bila prisutna bilo bi dovoljno da vod od draina ka induktivnosti bude nekoliko cm duži od potrebnog i mosfet bi doživeo prenaponski proboj, bez obzira na snuber mrežu na samom induktivitetu.
Praktično su danas mosfeti dostigli "izdržljivost" BJT zahvaljujući body diodi, inače bi bio dovoljan jedan jedini naponski pik za njegov proboj.

Iz prethodnog vidimo koju korist možemo imati od podatka iz nekog datasheet o "Repetitive avalanche energy rated".
Naravno, kao i sve ostale podatke iz nekog datasheet, i ovaj ćemo sa oprezom koristiti jer je granična mogućnost u pitanju.
Taj podatak nam ipak može reći koju količinu neprigušenih pojava smemo imati, a i pored svih snubber mreža ne možemo ih sve prigušiti.
Nepotpunom prigušenju prenaponskih pojava iz zavojnice doprinose: konačna dužina vodova, forward recoverry vreme dioda, induktiviteti uvodnika kondenzatora, kao i ekonomisanje energijom koju će snubber mreža preuzeti.
---------------------------------------------------------------
Vratićemo se na naš model pretvarača sa pdf2.

Poći ćemo od nekoliko pretpostavki:
-Zanemarićemo padove napona na diodi, termogene otpore zavojnice, gubitke u prekidaču itd... Posmatraćemo ih kao idealne elemente.
-V1=300VDC
-L1=1mH (koja se ne može magnetski zasititi)
-Timpulsa=10uS
-Tpauze=30uS
-dakle duty= 0,25 ili 25%
-V2=100VDC (naponsko stanje kondenzatora C1 jer polazimo od pretpostavke da je pretvarač već radio, a kondenzator u kratkom vremenskom intervalu možemo posmatrati kao idealan naponski izvor, sposoban da "uzme" ili "da" struju)

Počećemo od trenutka neposredno pre uključenja W1:
Pošto je na V2 100VDC, dioda D1 je neprovodna (zaporno polarisana) i neće učestvovati u impulsu koji će se odviti u strujnom krugu V1, L1, W1. (u praksi ite kako učestvuje zbog recoverry osobine, ali to ćemo kasnije razmatrati)

Sledi uključenje W1.

Tok struje (tehnički usvojen) je od pozitivnog pola V1, kroz L1, kroz W1 nazad u minus pol V1.
Pod pretpostavkom da u L1 nema akumulirane energije, struja u njoj će linearno u vremenu narastati od nule i dostići 3A za 10uS zbog zakonitosti U/L x dT.
Dakle, po zakonitosti (L x I*2)/2 zavojnica će na kraju impulsa od 10uS posedovati energiju od 4,5mJ.
Ta kolićina energije se može izraziti površinom ispod dijagrama struje, ili pak površinom koju formira napon V1 i Timpulsa.
Ovaj drugi slučaj će biti interesantniji za razmatranje...

Sada sledi isključenje W1.

Nastavak u sledećoj "epizodi"...

Dakle, sledi isključenje W1.

Pošto sam već razjasnio da zavojnica po svaku cenu mora očuvati smer toka struje kroz samu sebe, a i da će po svaku cenu pokušati da očuva i veličinu stuje, veličina struje kroz nju u trenutku isključenju W1 će bezuslovno biti onih 3A sa kraja impulsa.

Kada bi zavojnica L1 i prekidač W1 bili idealni, napon na krajevima zavojnice bi pokušao da dostigne beskonačnu vrednost za nulto vreme.
Zbog već postojećeg smera struje kroz L1 zaključujemo da će napon na krajevima zavojnice imati takav polaritet da će na kraju gde je tačka sada biti njen negativan pol, a na kraju suprotnom od tačke pozitivan pol.
Pošto je kraj sa tačkom "oslonjen" na naš izvor V1 od 300VDC, kraj zavojnice koji je suprotno od tačke, a koji je vezan za W1 će bezuslovno biti pozitivniji od + pola V1.
Zaključujemo da će napon na prekidaču W1 bezuslovno biti veći od napona napajanja.

Prekidač W1 je isključen i možemo smatrati da V1 više ne učestvuje u toku struje kroz L1.

Sada ćemo posmatrati strujni krug L1, D1, C1, V2 i kasnije R1.

Važno pravilo kod flyback je da C1 MORA imati sposobnost akumulacije znatno veće količine energije od one koja je u impulsu nakupljena u L1.

To je potrebno zato da bi se napon na C1 što manje menjao kod pojedinačnog pražnjenja L1, a kasnije ćemo saznati zašto.

U nekom beskonačno malom deliću vremena, na kraju L1 suprotnom od tačke će rasti sve dok ne dostigne napon V2 koji predstavlja skriveni naponski izvor u C1, tj. njegovo već postojeće punjenje. To je trenuno 100VDC i dioda D1 će u tom trenutku postati provodna (zanemarili smo napon njene barijere, idealna dioda).

Tok struje zavojnice će se nastaviti putanjom L1, D1, C1 (u čijoj je unutrašnjosti V2), a otpornik R1 za sada nećemo razmatrati (doći će na red nešto kasnije).
Uzećemo u obzir da je sposobnost C1 ka akumulaciji energije mnogo veća od energije u L1, tj. (U*2 x C)/2 >> (I*2 x L)/2.

Sledi da se napon na njegovim krajevima (V2) neće značajno promeniti i za tako kratak interval kao što je Tpauze (30uS) možemo taj napon smatrati skoro konstantnim, odnosno veoma malo promenjenim.

Sa amplitudom od 100V i trajanjem Tpauze od 30uS, površina UL1 impulsa x T impulsa i površina UL1 pauze x Tpauze će biti jednake.

Zaključak je: pošto smo već razmotrili da se energija zavojnice može posmatrati kao površina koju formiraju UL1 x vreme, da će se sva energija akumulirana u L1 u potpunosti isprazniti kroz D1 u C1 tačno na kraju isteka Tpauze od 30uS.

Ovo je ujedno precizna granica između DCM (mod diskontinualne struje) i CCM (mod kontinualne stuje), a kasnije čemo više o tome.

Nastavak sledi...

Sa aspekta prekidača W1, pošto je još uvek priključen na V1, napon na L1 koji je dostigao onih 100V na anodi D1, će se sabrati sa naponom V1 i prekidač W1 će biti opterećen vrednošću od 400V (u realnom slučaju je više od toga, ali sada razmatramo idealan slučaj).

Kod jednog pražnjenja zavojnice (jedna pauza W1) napon na C1 će malo porasti.
Ako ne trošimo energiju i ne menjamo vreme impulsa, napon na C1 će sa svakom sledećom pauzom biti sve veći.

Ono što je veoma važno: Napon na C1 koji je porastao iznad 100V umnožen sa vremenom od naših 30uS pauze, će oformiti VEĆU POVRŠINU od one koju formira Ton x UL1on (Timpulsa x UL1 impulsa).

Po zakonu U/L x dT zavojnica će isprazniti kroz D1 u C1 svu količinu energije PRE isteka perioda pauze.
Zaključujemo da će struja kroz zavojnicu dostići nultu vrednost PRE isteka vremena pauze.

Upravo smo ušli u DCM mod.

DCM mod se odlikuje potpunim pražnjenjem energije zavojnice pre isteka vremena pauze flyback-a.

Talasni oblik struje kroz W1 će biti trouglast, tj. uvek će započinjati od nule i završavati na onih naših 3A.
Struja kroz L1 će u impulsu imati istovetan oblik kao i kroz W1, dok za vreme pauze će isto izgledati trouglasto samo sa silaznim nagibom koji određuje napon na C1.
-----------------------

U slučaju da je napon na C1 MANJI od onih naših 100V, vreme pauze x taj napon će oformiti MANJU POVRŠINU od površine impulsa.
Tada se energija zavojnice NEĆE u potpunosti isprazniti kroz D1 u C1, u zavojnici će ostati izvesna količina energije. Sledeći impuls koji će uneti poznatu količinu energije u zavojnicu, sabrače novonadošli "paket" energije sa preostalom zalihom u L1, i magnetno polje L1 će biti snažnije nego u prethodnom slučaju.

Struja kroz zavojnicu nikada ne prestaje da teče već samo menja putanju kroz W1 ili kroz D1.

Upravo smo ušli u DCM mod.

Talasni oblik struje kroz W1 će biti nalik četvorouglu čija će gornja stranica imati uzlazni nagib (videti app. notu iz prvog teksta).
Odnosno, W1 će u trenutku uključenja imati početnu vrednost struje veću od nule.
----------------------------------------------------------------------------------

Sada smo već otkrili da ce nam DCM ili CCM pretvarača u potpunosti zavisiti od napona na C1 kada su napon napajanja i duty konstantni.

Ovo je veoma važno zapažanje, jer je prelazak iz DCM u CCM mnogima nejasan, a sada će nadam se biti jasniji.
------------------------------------------------------------------------------------

U narednom delu ćemo se pozabaviti naponom na C1, tj. stvarima od kojih on zavisi, tj. šta će nam posredno odrediti DCM ili CCM našeg pretvarača.



Nastavak sledi...

Ako će biti vremena, da malo objasniš ako nije problem i treći mod rada flyback pretvarača a to je CRM (critical conduction mode) ili TM (transition mode), kolko sam shvatio on je neka granica između DCM i CCM i događa se kada se spremljena energija u transformatoru približava nuli

Upravo sam ga naveo. To je onaj prvi slučaj kada je napon na C1 tačno 100V.

Citat: "Zaključak je: pošto smo već razmotrili da se energija zavojnice može posmatrati kao površina koju formiraju UL1 x vreme, da će se sva energija akumulirana u L1 u potpunosti isprazniti kroz D1 u C1 tačno na kraju isteka Tpauze od 30uS.

Ovo je ujedno precizna granica između DCM (mod diskontinualne struje) i CCM (mod kontinualne stuje), a kasnije čemo više o tome."

Pozz

Pre nego što nastavim sa pričom o flyback pretvaraču zahvaliću se moderatoru g. Veselinoviću za "topovanje" teme.
Odužiću se iscrpnim objašnjenjem tog pretvarača na što je moguće jednostavniji način.

Takođe molim ljude koji čitaju da ulože malo strpljenja pošto će tekst biti prilično obiman, i još uvek je prilično daleko od završetka, i molim ih da pitanja i komentare postavljaju po završetku objašnjenja.
Razlog je održanje reda objašnjenja i kontinuiteta samog teksta, jer tako će svima biti daleko jednostavniji za upotrebu tako u spojenoj formi.
Primetio sam da je prilično nepraktičnoi i naporno za traženje kada su tekstovi razbacani po temi, i da to troši puno vremena pa se ponekad i izgubi volja za čitanjem.

Stoga ću zamoliti moderatore da par umetnutih pitanja i odgovora ili obrišu ili pak premeste na sam kraj teksta.

Razloge sam razjasnio.
Na taj način ćemo dobiti jednu malenu knjižicu o flyback-u, a ja najverovatnije neću u objašnjenju preskočiti najvažnije stvari.

Potom ću razjašnjavati nejasnoće i eventualno dopuniiti neki detalj, ali sada moram održati koncentraciju u vezi ovog jer nije jednostavno ispratiti nit ovog objašnjenja...
-----------

Pa da nastavimo...

Podsetićemo se nekih od pretpostavljenih uslova (inače prilično blisko tipičnim veličinama u praksi):
-V1=300VDC
-L1=1mH
-Ton=10uS
-Toff=30uS
-Duty=0,25 ili 25%
-V2=100VDC (pretpostavljeno prethodno punjenje kondenzatora C1)
-EC1>>EL1
----------------------
U takvim uslovima flyback se nalazi upravo u modu koji je na samoj granici između DCM i CCM. Taj mod se inače po literaturi skraćeno naziva CRM (critical conduction mode).
Taj mod je postignut kada je površina umnoška vremena impulsa (Ton) i napona (V1) koji tada deluje na L1, JEDNAKA površini ummnoška vremena pauze (Toff) i napona na koji je "uklampovan" L1 a koji je određen skrivenim naponskim izvorom unutar C1 (V2).
------------------------
No, napravićemo kratko odstupanje od DCM CCM i CRM radi objašnjenja jedne pojave od vitalnog značaja.
Kasnije ćemo se opet vratiti na ove modove rada jer spadaju u teži deo objašnjenja.

Vratiću se malo unazad.

Pošto u ovom pretvaraču sa slike iz pdf2. imamo samo jedan namotaj, pokušaćemo da zapazimo neke interesantne odnose.

Zamislićemo da nam taj jedini namotaj ima 100 navoja.
Za vreme impulsa (Ton) L1 je opterećena sa 300V, dakle na L1 imamo 3V po navoju.
Za vreme pauze (Toff) L1 je uklampovana na 100V, dakle, sada imamo 1V po navoju.

To je svakako interesantna pojava i primetićemo da je broj volta po navoju obrnuto srazmeran odnosu Ton i Toff.
Takođe ćemo se podsetiti da to važi samo ako je napon na C1 tačno 100V.

Ono što se da videti odavde je to da je L1 za vreme impulsa (Ton) primar koji puni procep jezgra magnetnom energijom, a taj isti namotaj za vreme Toff postaje sekundar koji prazni tu magnetnu energiju u C1.

Dakle, L1 je istodobno primar i sekundar, samo u različitim vremenskim intervalima, samo nije galvanski razdvojen od samog sebe :-).

Ako bi uspeli nekom volšebnom metodom da uzdužno "pocepamo" žicu od L1 (vidi pdf1.), dobili bi smo primar sa 100 navoja i sekundar takođe sa 100 navoja, s' tim da su sada galvanski odvojeni.
Naravno, kod flyback pretvarača je veoma važno da sprega između namotaja bude što bolja (o metodama postizanja "čvrste" sprege ću naknadno pisati), a u ovom slučaju ćemo pretpostaviti da je idealna. Dakle međuinduktivnost M ćemo posmatrati kao M=1.

Tek sada postaje interesantno. Pošto dele zajedničko magnetno polje, na oba namotaja će naponi biti potpune kopije jedna drugoj.

Zapazićemo da nam primar i sekundar u ovom primeru "uzdužno pocepane žice" imaju ISTI broj navoja.
Takođe ćemo zapaziti da je primarni namotaj opterećen sa 300V impulsa, a sekundarni namotaj a ISTIM brojem navoja nam "proizvodi" 100V za vreme pauze.

Iz toga izvlačimo još jedan važan zaključak, a to je: na transformatoru flyback pretvarača SVI namotaji u potpunosti zadržavaju odnose veličine napona po navoju kako za vreme impulsa, tako i za vreme pauze.
To pak znači da ako namotamo još jedan namotaj od na primer 10 navoja, na njemu će za vreme impulsa biti 30V sa jednim polaritetom, a za vreme pauze 10V sa suprotnim polaritetom.
Ukupan raspon napona na tom novom sekundaru je -30V i +10V, što nam pak ukazuje na veličinu napona sa kojim se mora "suočiti" ispravljačka dioda na njemu.

U našem prvom primeru gde je u "igri" samo L1, D1 će biti opterećena sa 400V (u praktičnoj izvedbi je to bar 30% više, ali kasnije ćemo o tome).

Kod "pravog" flyback, primar je uvek takođe i sekundar i na prekidačkom tranzistoru možemo očekivati zbir ova dva malopre pominjana napona. Dakle u našem prvom sučaju sa L1, na W1 će se za vreme pauze pojaviti čitavih 400V (opet napominjem da je u realnom slučaju to bar za 50-tak V više, ali i o tome ćemo kasnije).

Ovim malim odstupanjem smo uneli nova zapažanja (koja mnogi već znaju, ali će ovo čitati i potpuni početnici).

Sada ćemo se ponovo vratiti na modove rada flyback-a, i prvo ćemo se pozabaviti pojavom od vitalnog značaja, a to je Vclamp.
---------------------------------------------------------------------------------------
Iz prethodnog posta smo zapazili da nam se tu nešto mnogo "vrti" napon na C1, tj. u njemu skriven idealni naponski izvor V2, i da nam baš taj nešto mnogo određuje da li će pretvarač raditi u DCM CRM ili CCM.

Baš tako. Napon na C1 je od ključnog značaja za mod u kom će flyback raditi.

Podsetiću ponovo da je C1 sposoban da akumulira mnogo više energije nego što može posedovati L1 i da će se na C1 napon vrlo malo promeniti sa svakom "porcijom" energije koju mu sekundar isporuči kroz D1.
Malo, ali će se ipak promeniti, što je veoma važno zapamtiti.

Podsetiću takođe da je dobar (kvalitetan) kondenzator (kod nas C1) veoma blizak osobinama idealnog naponskog izvora.
Podsetiću i da je idealan naponski izvor sposoban "primiti" i "isporučiti" beskonačnu veličinu struje, tj da predstavlja dinamički kratki spoj za svaki pokušaj promene napona na njegovim krajevima.
C1 možemo i u realnom izvođenju posmatrati kao naponski izvor blizak idealnom ako ga posmatramo u kratkom vremenskom intervalu kao što je jedno Toff.

EC1>>EL1 (energije koje se mogu akumulirati u ova dva elementa)
Dakle, da bi izvršila bitnu promenu napona na krajevima C1, L1 bi morala raspolagati enormnom veličinom struje.
Ali iz prostog računa iz prvog primera znamo da nam L1 raspolaže sa "samo" 3A na kraju impulsa Ton=10uS.

To znači da će kada se otvori D1 tih "ništavnih" 3A C1 "progutati" kao od šale.

Iz tog izvlačimo jedan od veoma važnih zaključaka: prikriveni naponski izvor V2, koji je unutar C1 će u potpunosti zaustaviti dalji porast napona na L1, odnosno napon na L1 za vreme pauze će "čvrsto" biti određen naponom na koji je prethodno bio napunjen C1, i do kraja pražnjenja L1 će se veoma malo promeniti.

Pošto V2 u C1 ograničava napon na L1, taj ćemo napon ubuduće nazivati Vclamp. (uobičajeno je u literaturi da se takvo ograničenje porasta napona naziva "clamping")

U realnom slučaju će Vclamp biti određen naponom koji je na izlaznom kondenzatoru najčvršće spregnutog namotaja, prvenstveno sa jezgrom, pa sa primarom.

---------------------------------------------
nastavak sledi...

_{[Ovu poruku je menjao macolakg dana 04.09.2013. u 03:12 GMT+1]}

Pa, da nastavimo...

Podsetiću da i dalje razmatramo idealan pretvarač sa pdf2. koji je u stvari malo isprevrtan buck-boost ili flyback sa zajedničkom žicom primara i sekundara.

Iskreno se nadam da sam uspeo da vam oslikam da su ta dva navodno različita pretvarača potpuno ista stvar, a jedino što ih razlikuje, i imaju različita imena, je galvanska razdvojenost primara i sekundara. (stvarno je bilo nužno dati im različito ime da bi ih mogli razlikovati po toj važnoj nijansi)

Sličice oscilograma koje ću pominjati, za početak možete naći u app.noti AN-4105, a kasnije kada vam bude jasnije šta se fundamentalno događa u energetskom delu, app. notu SLUP 261 koja je nešto složenija.
---------------------------------------------------------------------------------------------
Pa vratićemo se opet onim našim površinama.


Stabilna tačka na koju je oslonjena naša L1 je + pol od V1, koja nam je istovremeno - pol izlaza tj. V2.

Sa aspekta te tačke, zavojnica L1 biva snabdevana impulsom od -300V u trajanju od 10uS, a prazni se u pauzi W1 sa 100V u trajanju od 30uS.
Umnožak ove dve vrednosti za impuls je 3000 (V x uS). Takođe za obe veličine u pauzi je umnožak 3000 V x uS.
Ta dva umnoška su nam pokazatelj količine energije koja je plasirana u L1 za vreme impulsa, a vidimo da nam L1 "vraća" istu količinu energije u pauzi.
Pogledaćete sada neki od dijagrama napona na drainu prekidačkog mosfeta (iz neke od app. nota o flyback) da ne gubim vreme crtajući.
Oba umnoška možemo prikazati kao dve površine. jednu ispod linije koja je naših +300V i to je površina impulsa. Oivičena je sa dve veličine: naponom od 300V do 0V i vremenom od 0-10uS. Površina pauze je iznad linije 300V i ovičena naponom od 300-400V (koji je naših izlaznih 100V) i vremenom od 10-40uS.

Primetićemo da nam period traje 40uS, tj. naš pretvarač radi sa frekvencijom od 25KHz.

Razmotrićemo malo energetski bilans impulsa i pauze, a kao referentnu liniju ćemo posmatrati liniju od +300VDC:
-Impuls na L1 od -300V u trajanju od 10uS, po zakonu (U/L1) x dT će razviti struju kroz L1 (koja će teći od tačke) veličine 3A. Sruja će linearno u vremenu narastati od nule i dostići 3A u trenutku isteka 10uS.
Srednja vrednost struje takvog (trouglastog) talasnog oblika je Ipk/2, dakle 1,5A.

(Zato sam kao primer izabrao baš CRM mod, račun je najjednostavniji, ujedno je takav flyback najlakši za shvatanje)

Pošto nam impuls traje tačno četvrtinu perioda (duty=0,25), srednja struja (posmatrano u znatno dužem vremenskom intervalu) koju će pretvarač uzimati iz V1 je 1,5A x 0,25=0,375A. Snaga koju će pretvarač uzeti iz V1 je 300V x 0,375A=112,5W.

Razmotrićemo sada pauzu: Napon u pauzi, na L1, koji je "čvrsto" ograničen sa V2 na 100V će po zakonu (U/L1) x dT odrediti pražnjenje L1 od 3A-0A za tačno 30uS. Talasni oblik struje će opet biti trouglast i i za njega važi da je srednja struja Ipk/2 (bez obzira na manji nagib oscilograma). Dakle, pri 100V imamo srednju struju pauze od 1,5A u trajanju od 30uS.
Pauza nam zauzima tačno tri četvrtine perioda, tj. ona ima duty 0,75. Srednja struja koju će nam sekundar emitovati (posmatrano u dužem vremenskom intervalu) je 1,5A x o,75=1,125A. Snaga koju će nam sekundar reprodukovati je 100V x 1 ,125A= 112,5W.

Istovremeno ćemo primetiti da nam kroz L1 sve vreme struja teče u istom smeru, dakle DC bias jezgra, odnosno, vazdušni procep je neophodan.

Dakle, ono što smo "upakovali" u L1, to smo iz nje i dobili, samo u drugom obliku, različitih veličina struje i napona, što je veoma interesantno jer nam se jedna jedina L1 ponaša kao transformator menjajući pri tom impendansu sa ulaza ka izlazu.

Impendansa. To je ono što je ovde posebno zanimljivo.

Da bi na C1 u dužem periodu od jedne pauze ostalo nepromenjenih 100V, R1 mora imati vrednost od tačno 100V/1,125A=88,8888889 oma.

Da napomenem: I dalje ne menjamo duty i napon napajanja.

Ako bi R1 bio veći (čitaj kao manje trošio), napon na C1 bi porastao. Za nekoliko impulsa bi pretvarač opet uspostavio ravnotežu primljene i predate energije, samo bi napon na C1 bio veći.
Zamislimo da u novom stanju sa većim R1 (manjom potrošnjom) imamo 110V na C1.
Po zakonu izvedenom iz (U/L1) x dt bi imali: t= (L1/U) x dI, a dI je 3-0A. Dakle, (1mH/110V) x 3A=27,272uS.
To je manje od naše fiksne pauze od 30uS, znači L1 će se isprazniti u potpunosti pre isteka pauze.

Ono što bi trebalo da zapazimo je da nam je površina pauze sada oivičena i dalje istim vremenom od 10-40uS, dok nam je sada druga stranica te površine VEĆA i iznosi od 300-410V, odnosno 110V. Takođe, sada je površina pauze VEĆA od površine impulsa.

Zaključak:smanjenjem potrošnje smo uveli pretvarač iz CRM u DCM mod. Takođe, to je odredila promena napona na C1.

Naravno, smanjenjem R1 na manje od 88,8888 oma obavićemo suprotnu stvar. Smanjićemo površinu pauze u odnosu na površinu impulsa, i uvešćemo pretvarač u CCM mod. L1 se nikada neće potpuno isprazniti i imaće VEĆU količinu energije nego što je jedan impuls unosi.

Ovo je dosta važna činjenica i treba zapaziti i zapamtiti da flyback koji radi u dubljem CCM modu poseduje u procepu jezgra znatno veču količinu energije nego što je jedan impuls unosi.
To je jedan od bitnih nedostataka kod kratkog spoja na izlazu, jer nam nimalo neće pomoći ako blokiramo jedan impuls radi zaštite jer trafo može posedovati mnogo veću količinu energije sa značajno većim razornim efektima nego kod DCM moda.
Flyback u CCM modu je "nezgodniji" sa aspekta zaštite od preopterećenja i kratkog spoja. Ta veća količina akumulirana u trafou se kod kratkog spoja mora potpuno isprazniti, i mi tu ne možemo ništa učiniti.

No, da vas malo utešim: kod kratkog spoja će flyback, bez obzira u kom je modu radio do tog trenutka, sigurno ući u veoma duboki CCM mod, samo što će trafo posedovati različite količine nagomilane energije, zavisno od moda u kom je do tog časa bio.

He he. Pitaćete sada: "a zašto će kod kratkog spoja obavezno ući u CCM mod?"
Evo objasniću:

Opet ću se vratiti na stari dobri zakon (U/L1) x dT i opet će nas zanimati vreme.
Zamislićemo da imamo realnu diodu za D1, sa standardnim "školskim" padom napona na barijeri od 0,7V.
Pri kratkom spoju će napon L1 biti ograničen samo tom barijerom (V2 je kratkospojen).
Dakle, sada važi sledeće: (1mH/0,7V) x 3A=4285,7uS ili 4,28mS !!! Toliko mora trajati pražnjenje L1.
Sada sledi još gora stvar:
Zbog male impendanse "prikačene" na sekundar, primaru će opasti impendansa (svakako i u ovom slučaju gde je oboje naša jedina L1), primaru će početi svakom narednim impulsom da narasta struja (staircase saturation), takođe i sekundaru sa težnjom ka enormnim vrednostima, i procep na jezgru će postati previše "tesan" za toliku jačinu DC bias, jezgro će se zasititi i sve će otići u PM :-).

Dakle, novi zaključak: kada pravimo zaštitu od preopterećenja flyback, ono o čemu veoma moramo voditi računa je DC bias koji će imati u kratkom spoju, takođe i granična struja koju može podneti izlazna dioda.
Veoma je nepovoljno štititi flyback metodom ograničenja struje u primaru na neku minimalnu vrednost, skraćenjem trajanja impulsa na osnovu vršne struje na šant otporniku.
Znajte da će doći do multiplikacije veličine struje na sekundaru i pored vaeoma uskog impulsa na primarnoj strani, zbog toga što se energija trafoa nikad ne isprazni već samo raste (setite se malopre izračunatog vremena za pražnjenje L1 kod kratkog spoja). Srednja struja primara će ostati ista, ali će zato struja izlazne diode porasti do nenormalno velikih vrednosti, doda će se raspasti od pregrevanja, trafo ostati neuklampovan, napon na tranzistoru će razvalitii najbolji snubber, i BUM.
Flyback je najbolje zaštititi "hickup" metodom,jer ne treba dopustiti da stepenasto nagomilavanje energije potraje.
"Hickup" zaštita se pravi tako što se izvede start flybacka pomoću nekog kondenzatora na napajanju samog flyback kontrolera, a koji se dosta vremena puni, a sa trafoa se izvede samonapajanje, spregnuto sa sekundarima (ne previše), i kada nestane napona na sekundaru nestaće i napajanja kontrolnog IC, pa će ponovo proći prilično vremana do novog pokušaja starta. To je sigurna zaštita. posebno kod flyback u dubljem CCM.
----------------

Uz objašnjenje o onome što dovodi do promene modova rada iz DCM, preko CRM pa do CCM, pomenuo sam i neke dodatne stvari, a pri tom zaboravio da "dokrajčim" ovo o modovima rada.

Rekosmo da veličina R1(potrošnje) može dovesti do kretanja kroz sva tri moda rada.
(postoji još par modova, ali ovo su osnovna tri i svi ostali su samo u jednom od njih ili blizu granice jednog od njih, po principu "samo što nije" :-)

R1 to radi posledičnom promenom napona na C1, koji je u stvari osnovni uzrok toga zato što određuje Vclamp.

E sad, kako sve to možemo promeniti napon na C1?

Na primer promenom broja navoja sekundara ili primara, posledično se dobija ključna promena prenosnog odnosa transformatora koja će takođe promeniti mod rada.

Na našem primeru imamo samo L1, koju možemo shvatiti kao primar od 100 navoja i kao sekundar od 100 navoja, tj. kao trafo sa odnosom 1:1 (pravi trafo sa 100 navoja na primaru i 100 navoja na sekundaru će se potpuno isto ponašati kao naša L1).
Ono što je interesantno je da je duty odredio prenosni odnos, odnosno impendanse; primar: 300V/0,375A=800 oma, sekundar: 100V/1,125A=88,88888 oma.
Duty stoji u odnosu 1:3 (impuls-pauza) a impendanse u odnosu 9:1 (primar-sekundar, u našem slučaju L1:L1 :-).

He he, bez obzira što je naš mali trafo namotan kao 1:1 i u stvari je samo jedna jedina zavojnica, ponaša se kao pravi pravcati trafo sa odnosom 3:1 i što je još zanimljivije, to je u potpunosti dokazivo kvadratnom promenom impendanse od 9:1.

Zanimljivo zar ne?

Istu sposobnost ponašanja poput pravog transformatora imaju zavojnice kod: buck, boost, i buck-boost pretvarača, kao i storage zavojnica kod forward ili push-pull pretvarača, i to treba imati u vidu kod predviđanja struja i debljine žice.

Ono što određuje prenosni odnos kod jedne jedine zavojnice je duty.

Konačno:

Primetili smo da kada imamo trafo 1:1, duty 1:3, impendanse nam stoje u odnosu 9:1.

CRM flybak je u tom modu kada su IMPENDANSE ulaza i izlaza idealno prilagođene. Praktično, namernim nepravilnim prilagođenjem IMPENDANSE u odnosu na onu koju diktiraju duty i prenosni odnos transformatora (kada ga imamo) možemo odrediti u kom će modu raditi flyback: DCM, CRM ili CCM.
Takođe, jedino ispravno i potpuno prilagođenje impendanse ima flyback u CRM modu.

Impendanse možemo prilagoditi ili "razgoditi" na više načina: promenom prenosnog odnosa transformatora, neprilagođenom ili prilagođenom potrošnjom, promenom duty u odnosu na odnos impendansi, ili sve to odjednom.
Kod flyback-a sa povratnom vezom, što je jedino ispravno (jer ovaj iz pdf2 je bio samo primer radi lakšeg razumevanja, kao posmatranje iz nekog drugog ugla), modovi se mogu odrediti povratnom vezom, tj. naponom koji stabilišemo na onom izlaznom C (poput onog našeg C1).
Na primer: zamislite da ste podesili povratnom vezom napon na onom našem iz pdf2 na 110V, a imate i dalje onih 88,8888 oma na izlazu.

Verujem da ćete sada znatno lakše pratiti literaturu oko modova rada, i bolje je razumeti, to jest nadam se da sam uspeo u pokušaju objašnjavanja jedne od najnezgodnijih stvari kod flyback-a.
---------------------------

Toliko za noćas. Nastavak sledi, jer ima još puno toga...

_{[Ovu poruku je menjao macolakg dana 05.09.2013. u 04:26 GMT+1]}

Nastavak priče o modovima rada...

Nemojte misliti da smo već završili o tom delu teme, ima još puno toga.
Prerano ste mislili da ćete pobeći sa časa :-). Tek smo na pola o modovima.
----------------------------------------------------------------------

Do sada smo se bavili promenom napona na C1, odnosno Vclamp zbog potrošnje, a sada ćemo menjati neke druge parametre...

I dalje ćemo se baviti našim idealnim pretvaračem sa pdf2.

Novi parametri će biti sledeći:

-V1=300VDC (nepromenjeno)
-L1=1mH (nepromenjeno)
-V2=100V (nepromenjeno)
-duty=0,25 (nepromenjeno)
-R1=88,88889 oma (nepromenjeno)
-Ton=5uS (izmenjen parametar)
-Toff=15uS (izmenjen parametar)

Primetićete da su promenjena vremena impulsa i paze, saglasno tome i frekvencija pretvarača, a pri tom zadržan odnos impuls-pauza 1:3.

Nova radna frekvencija je 50KHz.

Vratićemo se sada na onaj naš (već dosadan) zakon (U/L1) x dT, dakle za impuls: (300V/1mH) x 5uS=1,5A.

Primećujemo da će struja L1 dostići sada svega 1,5A do kraja impulsa od 5uS. Kod prvog impulsa L1 je prazna, pa će struja narasti od nule do 1,5A, talasni oblik je trouglast, njegova srednja vrednost je 0,75A u okviru tog jednog impulsa, a u okviru čitavog perioda 0,75A x 0,25=0,1875A, impendansa koju izvor napajanja "vidi" je 300V/0,1875A=1600 oma, snaga koju pretvarač "konzumira" iz V1 je 300V x 0,1875A=56,25W, dakle tačno polovina od onog prethodnog slučaja.

Pozabavićemo se malo impendansom sekundara: pošto je duty 1:3, inicijalna impendansa stoji u odnosu 9:1, tj. 1600 oma / 9 = 177,77778 oma.
Iz toga vidimo da je trenutna impendansa sekundara dvostruko veća od prethodne, i da je sada R1 veoma neprilagođena otpornost za dotičnu situaciju.

Šta se sada događa?

Sledeće:

-niža vrednost otpornosti nego što je inicijalna impendansa, smanjiće punjenje C1, tj. napon V2.
-Vclamp će biti niži.
-Energija L1 se neće isprazniti do kraja isteka pauze.
-Preostala struja u zavojnici će dovesti do pojavljivanja početne struje veće od nule u sledećem impulsu, a kroz prekidač W1.

Posve sigurno smo ušli u CCM mod. Zavojnica nikad ne ostaje prazna, talasni oblik postaje pravougaoni sa kosom uzlaznom zaravni koja se kreće u okviru poznatih 1,5A promene, gde je onaj trougao poćetnog impulsa superponiran nekoj početnoj vrednosti.
Ta devijacija struje od 1,5A koja je superponirana nekoj vrednosti se zove Iripple, postojala je i u prethodnim slučajevima, samo joj je početna vrednost bila nula.

Struja sekundara takođe slično izgleda samo je zaravan silazna.

Svakim narednim periodom pretvarača, ta početna struja će rasti sve dok njena srednja vrednost u okviru perioda ne zadovolji onih 0,375A iz slučaja u prethodnom tekstu, odnosno dok se ne ispunu uslov od 100V na impendansi 88,88889 oma koja je priključena na izlaz pretvarača.
Kada energetska ravnoteža bude zadovoljena, pretvarač će ,sada već sa snažnim DC bias u dubokom CCM modu, ponovo steći poželjnu impendansu primarne strane od 800 oma, dok će sekundar uspešno napajati onih 88,88889 oma pri 100V napona.

Praktično imamo opet slučaj neprilagođene impendanse u odnosu na inicijalnu, i pretvarač će to nadoknaditi sa DC bias, strujom koja će stalno postojati u L1, i nadoknaditi ono što je potrebno.

Dakle, skraćenjem perioda ili povećanjem frekvencije (svejedno) doveli smo pretvač u CCM mod, zahvaljujući tome što L1 za vreme jednog impulsa nije mogla postići optimalno "punjenje".

Potpuno ista stvar će se dogoditi ako zadržimo staru frekvenciju od 25KHz a povećamo induktivnost L1 na 2mH.



CCM mod se može postići na sledeće načine: Generalno, na šta se sve ovo svodi, neprilagođenjem impendanse na sekundaru u odnosu na onu inicijalnu kao za CRM, tj. njenim smanjenjem, a putevi do toga su: povećanje potrošnje na sekundaru, povećanje broja navoja, povećanje induktivnosti odnosno smanjenje ripple struje, smanjenje prenosnog odnosa transformatora, povećanjem frekvencije...

Dakle svim metodama koje će dovesti do neispunjenja potrebne srednje struje perioda, u stacionarnom (stedy state) stanju pretvarača, u okviru jednog jedinog impulsa tranzistora na primaru.

Svakako, DCM mod se može postići suprotnim stvarima od ovih (da ne pišem spisak toga bespotrebno)

Pretpostavljam da je sada ovo oko modova daleko jasnije, i sve sam ovo pisao pošavši od pretpostavke da čitalac poseduje najosnovnija znanja iz elektrotehnike. Za one koji ne poseduju ni toliku količinu znanja u tekstovima ima mnogo ključnih reči za pretragu po internetu.

Dalje upoznavanje sa detaljima oko modova rada ću prepustiti vama, i srdačno vam preporučiti čitanje literature, jer verujem da će vam neki detalji sada biti bolje "osvetljeni".

Ovo će biti kraj razmatranja modova rada (DCM, CRM i CCM), a dalje ćemo nastaviti o realnom flyback pretvaraču.

Nastavak sledi...

Još malo ću se zadržati na onom našem idealnom pretvaraču sa pdf2.

Razmotrićemo neke korisne a jednostavne relacije.

Njegovi parametri neka budu oni sa prvog slučaja (CRM mod):
-V1=300VDC
-L1=1mH
-Ton=10uS
-Toff=30uS
- dakle duty je 0,25
-fekvencija 25KHz
-V1=100V
-R1=88,88889 oma

----------------------------
Imali smo od pre prost račun, gde smo pronašli da je struja kroz L1 na završetku impulsa 3A, srednja struja u okviru jednog impulsa 1,5A, i srednja struja u okviru perioda 0,375A.
Srednja snaga (u okviru perioda) koju će pretvarač uzimati iz V1 je 112,5W.

Malo ćemo to osmotriti sa aspekta "punjenja" L1. (mislim da će koristiti)

Energija koja se akumulira u L1 je (I*2 x L1)/2, tj. (3A*2 x 1mH)/2=4,5mJ. Dakle energija pojedinačnog impulsa koja je uneta u L1 je 4,5mJ ili 4,5 mW x sekunda.

Frekvencija pretvarača nam je 25KHz, što pak znaći da ćemo za jednu sekundu imati 25000 punjenja L1.
Da vidimo: 25000 x 4,5mJ (mWs) = 112,5J (112,5Ws), što pak opet znači da da pretvarač raspolaže snagom od 112,5W.

Učinilo mi se da će biti interesantan drugi ugao posmatranja iste stvari pa zato ovo napisah.

Nastavak sledi...

Evo još malo toga...

Srednja snaga perioda (generalno srednja snaga pretvarača) nam je 112,5W, no ne teba zaboraviti da nam je vršna snaga na samom kraju impulsa (trenutak isključenja W1) čitavih 900W !!! odnosno 8 puta veća (3A x 300V)!

To treba uvek imati u vidu kod flyback kada se bira prekidački tranzistor.

U DCM modu je potreban još snažniji tranzistor, u CRM modu kao za ovaj slučaj, dok u CCM modu će moći da prođe nešto slabiji.

Ovo je inače jedno od glavnih ograničenja maksimalne snage za koju se izvodi flyback, a to je najčešće oko 300W max. u izuzetno retkim situacijama i sa ekstremno moćnim tranzistorom ponekad i do 450W.

Takođe se kod izlaznih struja većih od 5A javljaju problemi sa rasipnim induktivitetima sekundara i njegovog kola, pa je potrebno da snubber kolo konzumira znatno veću energiju, pa se iz tog razloga izbegavaju izlazne struje flyback veće od 5A ukoliko ne postoji još neki sekundar sa malim Llk (sa bitno višim izlaznim naponom), koji će na sebe preuzeti ulogu Vclamp.

Nastavak sledi...

Flyback je jedan od najkorišćenijih SMPS topologija na svetu (ako ne i najkorišćeniji).
Možete ga takoreći zateći na svakom koraku.

Ima nekoliko inzvaredno dobih osobina:

-neverovatnu elastičnost na promenu napona napajanja u odnosu na mnoge druge topologije (smatrajte i inverting boost buck flybackom, o tome smo već pričali), a ima ih koji bez problema rade sa rasponom ulaznog napona od 1:10
-sklopljen je od veoma malo komponenti.
-može imati više stabilisanih napona na izlazima (jedan baš dobro, a ostale veoma pristojno)
-raspon izlaznih napona koji se mogu izvesti na flyback je takođe neverovatan, krece se u opsegu od volta do nekoliko Kilovolta.

Naravno da ima i veoma nezgodne nedostatke:

-veoma zahtevan prema performansama prekidačkog tranzistora.
-veoma zahtevan prema kvalitetu izlaznog kondenzatora.
-veoma složen proračun i izvođenje transformatora.
-transformator je veoma veliki u odnosu na snagu kojom raspolaže.
-veoma zahtevan za izvođenje kratkih niskoinduktivnih veza na sekundaru i njegovom kolu, posebno kod niskih izlaznih napona i većih izlaznih struja.
-složeno izvođenje povratne veze (posebno kod CCM moda)
-mali broj metoda za pouzdanu zaštitu.
-teško izvodljiv za snage veće od 300W i izlazne struje veće od 5A.

-----------------

Nastaviće se...

Zahvaljujući budnom oku @MILANAN ispravljam grešku u kucanju iz citiranog teksta (javio mi je na PP).

Zahvaljujem MILANAN, i ujedno mi je veoma drago što si pažljiv čitalac.

--------------------
Inače ovih dana imam problema sa internetom. Očekujem da prikače moj adsl, a sada se koristim nekom slobodnom wireles koja retko kad radi.

Nastaviću čim mi se ukaže mogućnost

Sada ćemo već o realnom flyback pretvaraču...

Bavićemo se "neprijateljskim" pojavama kod hard switch topologija, koje važe za sve njih, a posebno za flyback pretvarač koji raspolaže velikom promenom napona na prekidačkom tranzistoru (pretežno mislim na flyback koji se napaja iz mreže 230VAC, za amerikance nas je baš briga jer nismo tamo :-), a i lako je njima za flyback kada imaju tako mali napon mreže, mogu koristiti malo bolji audio tranzistor za prekidač flyback-a :-).

Šalim se malo...

Sama metoda pretvaranja napona switching tehnologijom podrazumeva uštedu energije zbog toga što se tranzistor kratko vreme zadržava u takozvanom linearnom režimu.

Razjasniću malo to i ako je mnogima već uglavnom jasno, ali to će biti "uvertira" za neka kasnija tumačenja.

Sve što se od snage izgubi (izdiscipira u toplotu) na prekidačkom tranzistoru, možemo smatrati gubicima koji će smanjiti KKD (koeficijent korisnog dejstva, ili stepen iskorišćenja).

Kod flyback je na prekidačkom tranzistoru uglavnom značajan deo gubitaka, pa ćemo se malo pozabaviti tim.

Kada prekidački tranzistor nije otvoren (neprovodno stanje), struja mu teži nuli (nije baš nula) a napon je maksimalan. Umnožak to dvoje takođe teži nuli, tj. trenutna snaga teži nuli.
kada je potpuno otvoren (provodno stanje), napon je jednak naponu zasićenja (Usat) tj. veoma je mali, struja je maksimalna, pa takođe je i trenutna snaga opet veoma mala, ne teži toliko nuli kao u prvom slučaju ali je mala.

Ako bi smo mogli za beskonačno kratko (nulto) vreme da tranzistor prebacujemo u ta dva stanja, discipacija na njemu bi se svela na zbir ova dva slučaja umnožen sa količinom ta dva događaja u vremenu.

Na žalost, u ovom vreme-prostoru se nikakvo stanje ne može promeniti za nulto vreme.

Prelazak prekidačkog tranzistora u drugo stanje traje izvesno vreme.

Ako bi smo tu tranziciju posmatrali kao linearnu promenu u vremenu, zapazićemo da nam se najveća snaga razvija upravo tamo gde se dijagram struje i napona seku, odnosno približno oko polovine maksimalne struje i oko polovine maksimalnog napona.
Dakle, trenutna snaga je najveća na otprilike polovini tranzicije, i neuporedivo je veća od one dve malopređašnje.
I ako je ta snaga značajna, traje kratko i zauzima relativno mali deo ukupnog perioda pretvarača, pa srednja snaga izgubljena na tranzistoru ipak ostane relativno mala.

Logično je da ćemo težiti tome da taj period prelaska u drugo stanje (tranzicija) što kraće traje..

No o tom ćemo u sledećem nastavku...

"Brza tranzicija" VS "sporija tranzicija".

Odmah ćemo početi sa realnim događajima:

Ono što treba zapaziti je:

-što nam je veća promena napona na prekidačkom tranzistoru, za isto vreme tranzicije moraćemo imati veći njen nagib (ili stminu).
-brza promena napona u vremenu (V/uS) ili pak brza promena struje u vremenu (A/uS), ne može se reći koja je nepovoljnija, obe su podjednaki "neprijatelji" hard switching pretvarača.
-Ako radimo sa velikim naponima "osuđeni" smo na veoma brzu promenu napona u vremenu.
-Ako radimo sa velikim strujama "osuđeni" smo na veoma brzu promenu struje u vremenu.
-------------------------------------

Počnimo od brze promene napona u vremenu za tranziciju koja se događa pri uključenju prekidačkog tranzistora flyback-a.

Brze promene napona u vremenu uvek izazivaju velike udarne struje kroz sve kapacitivnosti koje moraju za to vreme da napune. Što je veći nagib tranzicije, sve snažnije su te udarne struje.

Nabrojaću neke od tih parazitnih kapacitivnosti:

-parazitni kapacitet primarnog namotaja.
-parazitni kapacitet ostalih namotaja (praktično su preslikani na primarni namotaj u skladu sa prenosnim odnosom trafoa, i postaju baš ozbiljni za razmatranje kada je (su) sekundar(i) za veće izlazne napone).
-parazitni kapacitet snubber diode i svih dioda na sekundarnoj strani.
-parazitni kapaciteti samog prekidačkog tranzistora (ima ih najmanje tri i još jedan prema rashladnom telu).
-parazitni kapaciteti vodova (najčešće od manjeg značaja, ali su ipak prisutni).

To je prvi problem koga izazivaju brze promene napona, a drugi još gori su recoverry struje dioda.

Nabrojaću i njih, koje deluju kod uključenja tranzistora:

-recoverry struja snubber diode.
-recoverry struje svih izlaznih dioda.

Sve te struje se zajedno "slivaju" u prekidački tranzistor u tranziciji njegovog uključenja.
Te struje nisu ni malo naivnih veličina, čak naprotiv.

Radi vašeg osećaja o dimenziji toga reći ću vam da njhove vrednosti često premaše i dvostruku vrednost finalne struje u kalemu (ili primaru), a koja je postigniuta na kraju impulsa.

Postoji nekoliko problema koji potiču od tih struja:

Prvi i veoma masivan problem je trenutna snaga koja se razvija u tom periodu.

Naime, svi parazitni kapaciteti u periodu uključenja se pune do veličine napona napajanja ili prazne od veće ili jednake veličine. Tome su suprotstavljene jedino unutrašnje otpornosti tranzistora za vreme tranzicije.
Za razliku od struje u kalemu (ili primaru), koja narasta lagano u vremenu od neke manje vrednosti ka većoj, kapacitativne struje pak imaju najveću vrednost u samom početku pa kasnije opadaju.
Trenutna snaga koja će se razviti u trenutku tranzicije je veoma velika jer se radi o umnošku velikih napona i struja u tom trenutku.
Razjasniću malo: na primer, parazitni kapacitet primara je praktično paralelno vezan samom primaru i istovremeno se jedan njegov kraj nalazi na + polu napajanja, dok mu je drugi kraj na kolektoru (drainu)tranzistora. Njemu paralelno su priključeni i preslikani kapaciteti sa sekundara.
Kada se tranzistor uključi, mora napuniti sve te kapacitete na veličinu napona napajanja.
Ako bi tranzicija trajala beskonačno malo vremena, struje punjenja ovih kapaciteta bi bile beskonačne.

Što nam je brže uključenje tranzistora, ove struje su sve veće i sve veća trenutna snaga će se razviti u njemu.

Posmatrajmo sada recoverry struju na primer snubber diode.

I ona je vezana paralelno primaru (kada bolje osmotrite), i pošto recoverry struja te diode često može imati red veličine prethodne forward struje kroz nju, a sada se nalazi na punom naponu napajanja (ili većem), trenutna snaga koja koja će se na samoj diodi razviti je umnožak tog velikog napona i recoverry struje, što je neuporedivo više od snage koja se razvija za vreme provodnog perioda.

Takođe što nam je brže uključenje tranzistora, recoverry struje su sve veće.

Sreća je što ta pojava veoma kratko traje,pa srednja snaga i nije baš tako strašna, ali za vašu informaciju, upravo najveći deo gubitaka kod flyback pretvarača počiva na recoverry strujama snubber diode i izlaznih dioda.

Drugi i isto važan problem koji potiče od prethodno navedeniih struja je problem merenja stvarne struje primara u tom trenutku.
Zaštitno ili regulaciono kolo čiji rad počiva na merenju struje primara će na početku dobiti veoma pogrešne informacije (vrednost struje je u kratkom intervalu bitno veća od najveće dozvoljene struje primara).
Protiv te pojave se borimo maskiranjem tog perioda i praktično ne "vidimo" struju primara u tom kratkom intervalu.
Metoda za maskiranje se zove "leading edge blanking" i imate o tome u appnotes koje sam naveo.
Ono što nećete naći u appnotes je da je za to kratko vreme tranzistor potpuno nezaštićen.

Dakle da skupimo sve to u jedan koš. Kapacitativne struje primara i recoverry struje snubber i izlaznih dioda će se pojaviti sabrane i proteći kroz naš tranzistor, u trenutku njegovog uključenja.
----------------------------------------------------------------------------------------

Primetili smo iz prethodno izloženog da problemi kapacitativnih i recoverry udarnih struja (nazivam ih "udarnim" jer to i jesu zato što im je početna vrednost najveća pa opada), rastu sa brzinom uključenja tranzistora i sa radnim naponima.

Na napon napajanja ne možemo uticati, ali zato na brzinu uključenja tranzistora možemo.

Ako suviše usporimo tranziciju uključenja tranzistora, dobićemo preveliku discipaciju zbog dugog zadržavanja u linearnoj oblasti, ako pak suviše ubrzamo uključenje, izložičemo tranzistor takođe veoma velikoj discipaciji zbog strahovitih udarnih struja kroz njega.

Šta učiniti? Koju brzinu izabrati?

Discipacija koja će se na tranzistoru dogoditi u trenutku uključenja ima najnižu vrednost kod kompromisne vrednosti između brzog i sporog uključenja (silazne tranzicije na kolektoru-drainu), i ukoliko ne možemo doći do svih podataka neophodnih za potpun proračun (a veoma često nećemo moći da znamo parazitne kapacitete), pronaći ćemo ga empirijski (može kraće potrajati od dobrog proračuna, a ne može se dobiti pogrešna vrednost za red veličine :-).

Izbor brzine tranzicije uključenja ćemo najlakše izvršiti tako što ćemo meriti temperaturu tranzistora pri ostalim konstantnim uslovima (opterećenje koje ne mora biti maksimalno, ali bolje ako je veće, i konstantan ulazni napon, naravno i približno konstantna temperatura okoline), a pri čemu ćemo brzinu uključenja menjati u izvesnim granicama, i kada dobijemo donji pik temperature (najnižu za dato merenje) to je to.

Pošto ne raspolažemo fabričkim transformatorom i specificiranim diodama iz neke fabričke aplikacije (znajte da su se tamo nedeljama "zabavljali" mereći do tančina sve osobine tih komponenti, i to sa žestokom opremom koja košta više od mercedesa majbaha), ovim merenjem temperature možemo doskočiti tom periodu merenja i opremi kojom fabrike raspolažu, sa jednako uspešnim efektom.
Neće nas smatrati baš nekim naučnicima, ali će KKD biti jednak njihovom :-).

Takvim merenjem ćemo potrošiti par sati rada i dobiti dobre rezultate.

Informacija koja će vam biti od ključnog značaja je da se vremenom tranzicije uključenja koju menjamo +-10-20tak % u odnosu na neku početnu uzetu iz neke gotove aplikacije, može uticati na KKD u sličnom opsegu, što je sve samo ne naivna veličina.

Promena nagiba tranzicije uključenja kod BJT (bipolarni) je veoma složena, i o tome se najviše može naći u Philips (sada NXP) literaturi, to se radi umetanjem zavojnice u kolo baze i to zavojnice sa kontrolisanim zasićenjem, ili se pak koriste specijaliovana kontrolna IC sa za to namenjenim strujnim izvorima.

Kod mosfeta je pak veoma jednostavno iskontrolisati tu tranziciju.
Zbog jednostavne kontrole za flyback preporučujem mosfet i pored relativno niskog probojnog napona i naglog prirasta gubitaka na RDds_on sa porastom struje.

BJT je sa tim gubicima "kralj" kod velikih struja, ali ne može raditi sa većim frekvencijama i mnogo mnogo je teži za kontrolu, dok IGBT koji se lako kontroliše na gejtu je takođe BJT što se izvršnog dela tiče i takođe ne može raditi na višim frekvencijama.

Pošto se flyback retko kad pravi za više od 100-150W, nije problem staviti bolji mosfet (sa nižim Rds_on).

Dakle za flyback je najjednostavniji i najbolji izbor mosfet, i njim se možemo "protegnuti" od 20-150KHz, a više od toga ne bih preporučio za flyback.
Bez obzira što mosfet to može i što bi trafo bio manji, ja na primer ne bih pravio flyback iznad 50W sa frekvencijama većim od 100KHz, a 100W bih sa oko 50-70KHz max. (kasnije ću i to objasniti)

Dovoljno je za eksperiment razdvojiti Rgon i Rgoff diodama (svaki otpornik svoju diodu za svoj smer struje) i postepeno menjati Rgon u nekim granicama, pri čemu se meri temperatura tranzistora, svakako polako, dajući mu vremena da stabilizuje novu vrednost temperature.

Dobitak apsolutno opravdava utrošeno vreme, a teško da će se vrednost iz nekog gotovog sklopa poklopiti sa vašom izvedbom trafoa.

Veoma slična pravila važe i za tranziciju isključenja, no o tome ćemo u sledećoj "epizodi"...


_{[Ovu poruku je menjao macolakg dana 07.09.2013. u 04:34 GMT+1]}

Pre nego što nastavim sa pisanjem, citiraću jedan svoj tekst iz teme koju je Gigabyte091 pre oko godinu ili više postavio.

Tema je "Izrada DC DC pretvarača".

Citat:



Ovim citatom želim da olakšam razumevanje događaja kod induktiviteta (posebno obratiti pažnju na asocijaciju koja ukazuje na ponašanje induktiviteta u kratkom spoju).

Lakše ćete razumeti voltsekundni proizvod i njegov uticaj na prividnu impendansu koju "vidi" spoljno kolo.

Mehanika je većini ljudi jednostavnija za vizuelizaciju, pa stoga je ovakvo poređenje postavljeno.

Nisam mogao da odolim a da malo ne revidiram tekst, ubacujući mu YU font, i boldovao sam izjave oko kratkospojenog kalema, kao nešto od velike važnosti.

Kratkospojen kalem. Važna stvar za razumevanje svega.

Od kratkog spoja do neopterećenog stanja je bezbroj tačaka, i pravila kod kratkog spoja (beskonačno dug, neprekinut tok struje) se kontinualno "protežu" do neopterećenog stanja, gde je napon beskonačan, a struja traje teoretski nulto vreme.

Nastavak sledi...



<sub>[Ovu poruku je menjao macolakg dana 08.09.2013. u 15:19 GMT+1]

[Ovu poruku je menjao macolakg dana 08.09.2013. u 16:44 GMT+1]</sub>

Još nekoliko veoma važnih stvari:

Brzina prikupljanja novih informacija svakako zavisi od intelektualnih osobina pojedinca, pri čemu sposobnost brzog "konzumiranja" informacija, pojedinca koji to može ne čini ni malo intelektualno nadmoćnim u odnosu na onog koji to prima sporije.

Krajnji proizvod kod oba je količina i potpunost informacija.

Sticali ih brzo i površno, ili pak sporo i temeljno, na kraju stižemo na sličnu sumu svega. Oni koji budu mnogo brzi moraće da se vrate još koji put na istu informaciju da bi je kompletirali, dok oni sporiji to u toku saznavanja to već urade.

Broj i kvalitet informacija koje posedujete je određen stepen znanja, no znanje samo po sebi i nema svrhu ukoliko ne biva predato nekom drugom ili praktično primenjeno.

Ono što je činjenica je da brzina priikupljanja informacija nema direktne veze sa potpunošću znanja.

Znanje teži potpunom tek onog momenta kada se kod osobe razviju nove uzajamne veze između novostečenih informacija, pomoću kojh se tim informacijama može manipulisati u korisne, upotrebne svrhe, a prolaskom vremena se povećava broj mogućih kombinacija.

Za to je već i najvećim intelektualnim divovima neophodno vreme.

Zato ne treba podceniti informaciju, a pri tom preceniti svoje mogućnosti.

Vreme za "sazrevanje" znanja, odnosno vreme za potpuno "apsorbovanje" progutanih informacija je neophodno, i morate se pomiriti sa tim da će neke "kockice" sa izvesnim zakašnjenjem dobiti pripadajuće mesto u tom mozaiku.

Mi se nalazimo u veku pretrpanosti informacijama. Sa svih strana smo "izbombardovani" gomilom uglavno beskorisnih informacija, koje same po sebi nemaju upotrebnu svrhu, a među njima se krije i manji deo onih informacija koje imaju "težinsku" vrednost.

Ljudska vrsta je se pokušala prilagoditi tom novom talasu, razvijajući odbrambeni mehanizam koji je povećao sposobnost brzog izvlačenja "najmanjeg zajedničkog sadržatelja" iz rečenice koja nosi neko saznanje.

Međutim, pored toga što je taj mehanizam bio neophodan, on je i veliki neprijatelj temeljnom znanju, jer se puno detalja (silom prilika) mora preskočiti, a osim toga su i često beskorisni (jer metoda kojom se čita ubrzo postaje i metoda kojom se piše).

Ono što na ovom forumu pišem je drugačije od onog na šta ste navikli, i svaka rečenica ima mnogo detalja koji nisu za "preskakanje".
Svaka reč je sa razlogom ubačena i nosi podinformaciju.

Stoga srdačno preporučujem, i onima koji misle da su neverovatno intelektualno sposobni, da se obavezno ponovo vrate na neke od važnijih tekstova, i ponovo ih POLAKO sa "apsorbovanjem" detalja pročitaju.

Moji tekstovi ne ukazuju ni na kakvu moju posebnost (smatram se sasvim prosečnim).

Radi se naime o veoma dugom vremenskom peridu utrošenom na to, a koji se ne može sabiti u "rezervoar od 20 litara veličine kockice za jamb, koji su japanci izmislili" :-).

Vreme se ne može komprimovati tek tako lako (sa aspekta nas smrtnika). Ono ima svoj tok i to mora biti blizu naše svesti.

Zato, bez ikakve zlonamerne premisli, kažem da ne treba da vam bude teško da se ponovo vratite na isti tekst u bilo kakvoj stručnoj literaturi.

Svakim sledećim čitanjem će postajati sve jasniji, a neki detalji će prispeti na pripadajuće mesto tek posle dugog vremenskog perioda.

Pozdrav

Nastaviće se...

Par poslednjih tekstova koje sam postavio nisu bili krajnje neophodni, ali mislim da će njihov efekat verovatno povećati kvalitet "apsorbovanja" onog što ovde pišem.
(a i mene naknadno poštedeti odgovaranja na pitanja koja su u nekom delu teksta već razjašnjena :-)

Pa, da nastavimo sa našim flyback pretvaračem...

Iz posta u kome se govorilo o izboru brzine uključenja tranzistora, videli smo da su glavni uzročnici velike discipacije pri uključenju, vrlo velike struje prekidačkog tranzistora, koje potiču od punjenja raznih parazitnih kapaciteta i snažnih recoverry struja nabrojanih dioda.

Jedna od metoda kojom se ta discipacija svodi na minimalnu meru je kontrola T_on, a napomenuću da je još efikasnija metoda (naravno, i onda je važna kontrola T_on), metoda uljučenja tranzistora u trenutku kada napon na njemu dostigne nultu vrednost.

Reći ćete (početnici) da je to nemoguće, jer kada je potrebno da uključimo tranzistor, napon je jednak ili veći od napona napajanja (zavisno od DCM ili CCM, a razmislite zašto).

Ipak je moguće pomoću dodatnog kola koje se sastoji od pomoćnog prekidačkog tranzistora manje snage i LC kola paralelovanog glavnom prekidačkom tranzistoru.
Pomoćni tranzistor će pokrenuti LC oscilatorno kolo (titrajni krug) male snage i iskoristiće se trenutak kada LC svojom oscilatornom energijom u jednom svom polutalasu "odvuče" kolektor ili drain glavnog tranzistora na nulu ili čak na negativnu vrednost.
Tada možemo ulkjučiti glavni tranzistor sa praznim njegovim parazitnim kapacitetima, već napunjenim parazitnim kapacitetima primara, i već isteklim vremenima recoverry struja nabrojanih dioda.

Discipacija uključenja mu tad bude veoma mala. Tehnika kojom se to postiže se zove ZVS (zero voltage switching), a kod PWM naprava (koje imaju konstantnu frekvenciju a promenljiv duty) ZVT (zero volt transition).

To će biti priča za neku sasvim drugu temu, ali je bilo dobro da onima koji nemaju tu informaciju ukažem na njeno postojanje. Uz put ću priložiti i koju sličicu o tome (vidi pdf fajlove u prilogu).

Čisto da zaintrigiram malo iskusnije, i navedem ih na "kopanje" po literaturi :-)
---------------------------------------------------------------------------

Sada ćemo preći na trenutak isključenja prekidačkog tranzistora...

Glavni "neprijatelji" isključenja prekidačkog tranzistora su rasipne induktivnosti.

Šta su to rasipne induktivnosti?

Rasipne induktivnosti kod flyback su sve one induktivnosti koje nisu totalno spregnute sa onim sekundarom na kome se vrši glavni V_clamp (o V_clamp smo već pričali).

Možemo ih čak i izmeriti, mereći vrednost induktiviteta primara kod kratkospojenog glavnog sekundara (kada je samo jedna L u pitanju, to je već malo kompleksniji slučaj, ali se može izmeriti preko predatih i vraćenih energija).

Važna stvar je znati da je nemoguće napraviti magnetnu spregu veličine M=1.

Čak i onom našem slučaju kada smo imali samo L1 kao primar i sekundar, sprega nje sa njom samom je manja od jedan :-).

Šta to znači?

Magnetno (ispravno se kaže magnetsko, ali ovako smo navikli) polje će imati deo rasutih linija koje se prostiru van oblasti koju obuhvata sama ta zavojnica, a to pak znači da ona energija kojom smo je napunili ne može u potpunosti biti predata sekundarnoj strani (u našem slučaju opet vraćena nazad samoj L1).

To znači pak da će uvek preostati jedan deo nepotrošene energije na primarnoj strani (bez obzira imala sekundarni namotaj, ili gde jedan jedini namotaj "glumi" obe uloge).

Bez obzira što je relativno mala, preostala energija koja postoji u našoj primarnoj zavojnici, mora se negde osloboditi.

Po onom važnom pravilu o zavojnici iz prvog posta, znamo da kod pokušaja prekidanja postojeće struje kroz zavojnicu, ako to radimo dovoljno brzo, napon na toj zavojnici ima težnju ka postizanju enormno velikih vrednosti.

Da bi se shvatio polaritet pojave, na primer na onom našem pretvaraču iz pdf2. taj napon bi se pojavio na anodi D1 (što je istovremeno i drain W1 prekidača) i sabraće se sa onih 400Vpk koje tu već imamo u pauzi, nadmašujući njegovu vrednost u zavisnosti od količine preostale energije u rasipnim induktivitetima (ubuduće Llk), forward recovery sposobnosti D1 (i to postoji), kvaliteta C1 (ESR i još opasnji ESL), i induktiviteta svih vodova na putanji struje koja sada "izvire" iz L1.

Teoretski (idealni) V2 unutar C1 bi bio sposoban da u potpunosti spreči porast tog napona iznad onih naših 100V (na W1 400V), ali na žalost, niti je on u realnosti savršen, niti je D1 sposobna da za nulto vreme provede u direktnom smeru, niti je vod od drain W1 do anode D1 oslobođen prisustva induktiviteta.

Ono što je važno: svaki vod ma koliko kratak i ma kog oblika ima induktivitet, veći ili manji, ali ga ima. (ima induktivitet i jedan jedini elektron dok se kreće, uslovno rečeno, jer ne želim da izazivam kvantne fizičare na raspravu o tome pošto o tome oni mogu reći više toga nego što obuhvata cela ova tema :-)

Na primer: u datasheets mosfeta se često vrlo istaknuto napominje da je induktivitet source uvodnika, tj. same nožice mosfeta, (opet na primer) 10nH.
Smešno mala induktivnost, rekli bi ste.
Smešno mala, ali upravo ona vam ograničava graničnu moguću brzinu preklapanja mosfeta, i to zavisi od struje kroz nju.
Ali i to će kasnije biti objašnjeno...

Sve te nesavršenosti odlažu na kratko trenutak kada C1 kroz D1 može preuzeti svu struju kojom je zavojnica L1 raspolagala u momentu isključenja, i to će neminovno dovesti do premašaja onog napona koji će vladati na C1.

Protiv tih pojava se borimo snubber kolima (prigušnim kolima), koji su sposobni da potroše taj "višak" preostale energije Llk i pretvore ih u toplotu, ili u inteligentnijoj formi (losless snubber) ih akumuliraju u neki reaktivni element, pa potom vrate tu energiju ili u napajanje ili u energiju aktivnog dela ciklusa.

Kada imamo posebne primar i sekundar, snubber se izvodi potpuno isto kao što izgleda (na pdf2.) kolo D1, C1, R1. To je jedan od najčešćih načina izvođenja. A sekundar, koji bi sada bio poseban, dobija svoju diodu i akumulacioni (ujedno i filterski) C.

Opet taj akumulacioni kondenzator.
Zapamtite: njegova uloga filtra je kod flyback sporedna, a osnovna uloga mu je da može akumulirati nekoliko puta veću količinu energije nego što je poseduje jezgro trafoa i njegov procep.
Njegova uloga je da što bolje odredi V_clamp, i neophodno je da bude najboljeg mogućeg kvaliteta (maksimalno koliko nam džep dozvoljava).
Na njegovom kvalitetu počiva snaga koju ćemo baciti na snubber-u. Što je taj C bolji, snuber će morati da preuzme manje energije.

Sam snubber (ima ih na mnogo načina izvedenih, videti po literaturi da se ne "ubijam" ovde tumačeći ih pojedinačno) MORA biti izveden sa što manjim induktivitetima sopstvenog kola.
To nam je pretposlednji "zid" zaštite od prenapona.
Treba ga postaviti najkraćim i što pravijim putanjama, vezanog na ono što njim štitimo, obuhvatajući njegovim dejstvom i vodove do štićenog objekta.
Često se kolo snubber-a zatvara kroz napajanje.
Da, to je u redu, ali samo pod uslovom da je C u napajanju niskoinduktivan i veoma blizu, jer tek će tada biti blizak kratkom spoju za udarnu pojavu koju snubber treba da "proguta".
Elementi od kojih se snubber pravi moraju biti najbrži u celom sklopu (dioda) i najniskoinduktivniji u celom sklopu (kondenzator u snubberu ako postoji, jer postoje i brze zener diode specijalizovane za tu ulogu, koje menjaju RC član).

Tada će snubber imati maksimalnu sposobnost i približiti nam rad pretvarača onom idealizovanom. Ne baš toliko bliziu koliko zamišljate, ali mnogo mnogo bolje nego kada je snubber loše izveden :-).

Poslednji "zid" odbrane nam je sam prekidački tranzistor, tj. njegova "Repetitive avalanche energy rated" sposobnost, i ako postoji još "viška" energije većeg od te sposobnosti, prekidački tranzistor će neminovno nastradati.
U praksi ne možemo očekivati ni deseti deo te sposobnosti, jer je tranzistor već ugrejan ostalim efektima, pa još samo malo energije može primiti bez oštećenja.
Naravno da je bezuslovno bolje da se držimo pretposlednjeg "zida" odbrane :-)

Nastaviće se...

P.S.

Ono što sam zaboravio, a važno je:

Snubber kolo u stvari preusmerava svu struju zavojnice kroz sebe, neko kratko vreme pokušavajući da joj ne promeni vrednost, i to je potrebno da traje samo dok se ne uspostavi sposobnost glavnog sekundara da svojom diodom i kondenzatorom izvrši Vclamp.

I još nešto: red veličine prenaponske pojave iznad V_clamp (direktno ili preslikano na primar) kod flyback koji je uredno napravljen i napaja se sa 230VAC, mogu dostići vrednosti 50-100V iznad V_clamp.
Čisto radi predstave o dimenziji toga.

<sub>[Ovu poruku je menjao macolakg dana 09.09.2013. u 00:48 GMT+1]

[Ovu poruku je menjao macolakg dana 09.09.2013. u 00:53 GMT+1]

[Ovu poruku je menjao macolakg dana 09.09.2013. u 02:05 GMT+1]</sub>

Iz prethodnog posta možemo zaključiti da je prebrza tranzicija isključenja tranzistora takođe veoma štetna pojava, jer izaziva velike i snažne prenaponske pojave.

Poput tranzicije uključenja i ona se da kontrolisati, ali sada na sasvim drugi način...

Isključenje svake vrste poluprovodničkih prekidača uobičajeno je sporije od uključenja, i to je osobina samih tranzistora.
Po pravilu nam je potrebna nešto veća snaga (pre će biti struja) pobude da bi smo imali jednaka vremena uključenja i isključenja.

No, kod flyback nam nije od interesa da kontrolišemo tranziciju isključenja samim Rg_off, već ćemo se potruditi da veličina Rg_off bude takva da isključenje mosfeta traje KRAĆE od same tranzicije isključenja.

Kako je to moguće? -zapitaćete se...

To se radi na sledeći način:

U trenutku kada nam je zavojnica dostigla maksimalnu struju impulsa to je kraj samog impulsa, napon na drainu mosfeta ima nisku vrednost koja je određena sa Rds_on.

Ako paralelno sa drain source mosfeta imamo vezan kondenzator neke male vrednosti (reda veličine par nF do par stotina pF, zavisno od frekvencije pretvarača), on će preuzeti svu struju primara puneći se skoro linearno (pošto je struja primara za tako kratak period skoro konstantna), a mosfet glatko možemo veoma brzo isključiti sa ciljem da što pre premestimo tok struje kroz njega u taj paralelni kondenzator.
Do nekih približno 50-70 KHz se stavlja eksterni kondenzator za tu namenu, a iznad tih frekvencija njegovu ulogu "igra" parazitni kapacitet samog mosfeta Cds.

Dakle i kad nema tog eksternog C ipak je prisutan Cds.

Ono što će nam "smetati" za brzo isključenje mosfeta je Qg, tj. punjenje parazitnog kapaciteta S-G, koje deluje kao negativna povratna veza, i zahteva značajnu struju od drivera gejta.

Biranjem previše snažnog mosfeta za neki flyback, sami sebi "skačete u usta".

Snažniji mosfet od potrebnog ima po pravilu veći Qg, pa će biti značajno sporiji i zahtevati mnogo veću struju drivera za njegovo brzo isključenje.
Isključenje će potrajati sporije od tranzicije koju određuje struja primara u saradnji sa kondenzatorom koji je paralelno mosfetu, i na njemu će se pojaviti mnogo toplotnih gubitaka. Dakle mnogo toplote i nizak KKD, i verovatno posle nekog vemena "crkavanje" zbog pregrevanja mosfeta, ili baš masivan hladnjak.
Ako pak izaberemo mnogo slabiji mosfet (ali dovoljan), onda ćemo imati veliki Rds_on, pa možemo imati velike konduktivne gubitke koji potiču od struje primara.

Izbor dobrog mosfeta za flyback je kompromis kojim biramo najbolji slučaj između gubitaka na Rds_on i malog Qg.
Ta dva parametra su po pravilu u opoziciji, i kvalitet mosfeta za flyback (uopšte za SMPS) se može izraziti najmanjim umnoškom Qg i Rds_on.

Što je taj umnožak manji, biće nam bolji izbor za flyback (a i za druge topologije). Generalno taj umnožak govori uopšteno o kvalitetu mosfeta za prekidačke režime rada.

Osim ostalih neophodnih veličina za parametre mosfeta, ta dva spadaju među najvažnije.

Nagib (vreme) tranzicije isključenja možemo veoma lako izračunati pošto je struja primara očekivana i skoro konstantna za to vreme.
T_off će približno biti ((Cexterni+Cds) x (Vcc+V_clamp))/I_end_primara.
Cilj je da prekinemo struju kroz mosfet za kraće vreme od tog.

Na žalost, prisustvo paralelnog kondenzatora na glavnim priključcima mosfeta (D-S) ima i svoje nuspojave.
Taj kapacitet se pridružuje svim parazitnim kapacitetima kod uključenja, pa mosfet pri uključenju mora preuzeti i njegovu struju pražnjenja, što pak zahteva još malo usporenja tranzicije uključenja i izazvaće izvestan porast discipacije uključenja, osim kod ZVS gde je taj kapacitet dobrodošao :-).

Ipak, njegovo prisustvo donosi više koristi nego štete, i možete ga videti u skoro svim flyback pretvaračima koji ne rade na nekim baš visokim frekvencijama.
Obično je keramički, nalik nekoj tabletici ili varistoru, najčešće plave ili žute boje, i priključen je najbliže moguće D i S nožicama mosfeta.

Veličina njegovog kapaciteta je veoma važna i zavisi od upotrebljenog mosfeta jer se sabira sa unutrašnim Cds.
Kada umesto nekog bivšeg mosfeta, pri popravci nekog flyback, stavite neki mnogo moderniji, rizikujete da ima znatno manji Cds i da će to skratiti tranziciju isključenja (sa veoma poznatim posledicama :-).

Kod servisera to često zna biti objašnjeno "nepoznatim razlozima" i posle drugog pregorelog komada odustanu od
popravke. (a našli su u nekoj glupavoj paralelnoj tabeli sa tri podatka po tranzistoru da je taj novi potpuna zamena za stari :-). Da. Novi može više struje, veći napon, ali ima veći ili jednak Qg a manji Cds.

Jedino što nisu znali su Cds i Qg, i da je bilo dovoljno staviti malo veći eksterni C na D-S, toliko da ukupna vrednost tog C ostane ista kao bivša ili bez problema malo veća, i možda malo manji Rg_off :-).

Dakle, uzlazna tranzicija na drainu mosfeta (ili kolektoru BJT) se "vodi" tj, određuje internim parazitnim Cds ili ukupnom vrednošću Cds+C_eksterni.

Usporenjem tranzicije isključenja (uzlazne na drain) umanjujemo prenaponske pojave koje bi morao snubber preuzeti, tj. smanjenjem di/dt smanjujemo napone na svim induktivnostima, a najvažnije na rasipnim (Llk) koje nam prave štetne pojave.
Ujedno obezbeđujemo dovoljno vremena za forward recoverry one diode koj vrši glavni V_clamp, i istovremeno za istu pojavu na diodi snubber kola.

Određivanjem te tranzicije eksternim ili internim C mosfeta, koji će preuzeti struju primara, poštedećemo mosfet velike količine toplote koja bi se razvila u njemu i predstavljala čiste gubitke.

Vreme te izlazne tranzicije je opet kompromis:
-ne prekratka da ne bismo imali velike prenapone.
-ne preduga da ne bi zauzela značajan deo perioda i "skratila" nam opseg regulacije pwm.
-i ne preduga zbog potencijalno velikog paralelnog C koji je potrebno pri uključenju isprazniti tranzistorom.

Kod visokih frevencija je presudniji faktor ono smanjenje opsega pwm (jer se generalno ima manje vremena), dok je kod nižih udarna struja pražnjenja eksternog C.

nastavak sledi...

P.S.

Zaboravih:

Eksterni C se u fabrikama toliko pažljivo ponekad bira da se uzima u obzir i njegov termički koeficijent kojim se koriguje termički koeficijent Cds.

_{[Ovu poruku je menjao macolakg dana 09.09.2013. u 04:07 GMT+1]}

Ubacujem se samo usput da skrenem paznju, ako koga zanima, da se dosta stvari koje su ovdje pomenute moze dobro "vidjeti" u simulacijima.
LT spice (http://www.linear.com/designtools/software/) od Linear Technology je dobar, a dzaba, gotovi primjeri (http://www.linear.com/designtools/software/demo_circuits.php) su uglavnom bazirani na LT chipovima, ali su ok za razumjevanje problematike generalno, ali nije problem da se preprave ili naprave nova kola ispocetka.






_{[Ovu poruku je menjao Odin D. dana 09.09.2013. u 05:21 GMT+1]}